如下图所示的电路中，当开关从闭合转为断开时，由于电感电流不会突变，电压会发生骤升出现尖峰。这一尖峰电压可能导致把开关和其他电子元件击穿。

为消除尖峰，可以给电感并连一个电容，将多余的能量转移给电容充电。但是直接并联会组成 RC 并联产生谐振。

由于电感电容都是储能元件，假设刚开始是电感中有能量电容中无能量，那么电感就会向电容充电，充至能量全部耗尽时，电容再反过来给电感充电，循环往复，若都是理想元件无 ESR（等效串联电阻），电压波形会像正弦波一样震荡下去。

此处的设计只希望电感把能量转移给电容，这样的单向性容易想到二极管的单向导通，因此在电感与电容之间加入一个二极管。即构成一个由电阻 R、电容 C 和二极管 D 组成的 RCD 吸收电路。

RCD 电路主要应用在 <反激电路> 中。在反激电路中，变压器是非理想的，原边绕组中会存在无法耦合到副边的感量，称为漏感 LL。可以将电路等效为一个理想原边电感串联一个漏感。

漏感值的测量方法为：短路输入绕组，测量原边的感量。由于输入绕组短路，磁芯磁路被短路，耦合到副边的能量都被短路了，还能测量出来的电感量便是漏感。

由于电感的电流不能突变，当开关 mos 管断开时，阻抗近似无穷大，漏感上的电流 A 会形成极高的瞬时电压，导致 MOS 管击穿损坏。因此会在原边电感并联 RCD 吸收电路，如下图所示。

当 MOS 导通时，漏极接地，变压器原边两端形成压差，电流线性上升，同时漏感串联在电路内，电流也线性上升。

当 MOS 由导通变为关闭，变压器储存的能量转到副边，而漏感的能量无法转移到副边。漏感电流方向不变（从右到左），而 MOS 已经断开（可以看做阻值无限大）漏极的电压逐渐升高。当升高到 311+0.7V，D1 就会导通给 C1 充电。

同时由于副边的反射电压，会在输入电压和反射电压叠加形成 MOS 的电压平台，漏感尖峰叠加在 MOS 平台电压之上。当 MOS 漏极电压比 C1 的下面的电压高 0.7V 时，二极管就会导通，漏感存储的电流流向 C1，C1 的电压逐渐升高，直到漏感能量完全释放完。

漏感能力释放完之后，MOS 漏极的电压下降到平台电压，二极管截至。直到下一个周期 MOS 管导通再关闭的时候，漏感尖峰比 C1 电压高了才能重新导通。在重新导通之前，C1 上面的电压会被 R1 消耗，逐渐下降。直到下一个周期漏感尖峰电压重新充电。如此反复。

• 漏感尖峰电压会被 RCD 吸收，漏感能量一定，电容越大，电容充电的电压就越低，吸收能力就越强，MOS 漏极的电压就越低。
• 在漏感能力释放完之后（这个过程一般只有一个周期的 3% 时间），是要通过 R1 释放掉电容吸收的能量的，把电容的电压降下来方便下一次漏感尖峰来之前再进行吸收。
• 电容容量和电阻需要合理搭配，容量足够即可，足够能吸收漏感尖峰电压，不至于超过 MOS 耐压。电阻需要足够小，小到在放电阶段把电容电压下降到 MOS 的电压平台。但是不能下降到低于电压平台，否则就会把电压平台和母线电压之间的能量也吸收释放掉。

变量	公式	注释
τ 时间常数	τ=RC	R 在充电是电容 ESR+PCB 线抗 + 二极管阻抗，放电时是 R1 ，C 是 C1
电容充电时的电压变化 Uc	Uc=U×[1-e(-t/τ)]	Uc 是电容电压，U 是漏感在 MOS 漏极形成的电压，e=2.71828
电容放电时的电压变化 Uc’	Uc’=Uo×e(-t/τ)	Uo 是放电前电容两端电压
漏感储能公式	W=1/2LI²
R1 的功耗		R1 应该全部吸收掉漏感能量

设计 RCD 缓冲电路时，预先设定缓冲电容器电压 (Vcsn) 和反射电压 (VR),VR 是次级输出绕组通过变压器匝比的反射电压。

当 MOSFET 关断时，Lk 电流保持初始方向，忽略流向 Coss 的电流，假设全部电流流向 Csn，相当于电感器与电压源串联，为电容器充电。

由公式 1 计算出漏感的放电时间 t。由公式 2 算出 Lk 对 Csn 的充电功率 Plk，进入电容器的电能要被电阻 Rsn 消耗，Prsn 由公式 3 得到。

确定 VCsn 和 Vr 后，通过公式 4 计算 Rsn 的值，选择一个开关周期放电后的最小可接受 Csn (Vl) 值。VL 应始终高于 (Vin+Vr),VH 为 Vcsn 的初始值。

Dsn 选用快速二极管，注意二极管的耐压要大于等于 MOSFET 的耐压，1A 的二极管可至少满足 100W 的反激。正常情况下， Trr 为 500nS 的 Dsn 可满足数十瓦的反激功率。如果开关频率高，且散热条件差，应当使用超快速二极管，Trr 要小于 100nS。如选用慢管则只适用于小功率，建议小于 10W。